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电源CVCF逆变器波形控制技术研究

发布时间:2020-07-21 19:26:43 阅读: 来源:加料机厂家

1引言

本文引用地址:在电力电子装置中,以CVCF逆变器为核心的UPS得到了广泛的应用,对其输出波形主要的技术要求包括低的稳态总谐波畸变率(THD)和快速的动态响应,由于非线性负载、PWM调制过程中的死区和逆变器系统本身的弱阻尼性等因素的影响,采用一般的闭环PWM控制效果不理想。本文以美国TI公司生产的TMS320F240DSP为控制芯片,采用重复控制[1]改善系统的稳态性能,采用引入积分控制[2]的极点配置[2]改善系统的动态特性,实验结果表明,本方案可以同时实现高品质的稳态和动态特性。

2重复控制器设计

重复控制的基本思想来源于控制理论中的内模原理[3],即如果希望控制系统对某一参考指令实现无静差跟踪,那么产生该参考指令的模型必须包含在稳定的闭环控制系统内部。图一是本系统采用的重复控制框图,以下对其各部分进行分析说明。

图1离散域重复控制器框图

P(z)是逆变器的输入与输出的离散传函,是系统中的控制对象。逆变器的开关频率比LC滤波器的自然频率高得多,其动态特性主要由LC滤波器决定,通过建立系统状态方程获得P(z)。本系统中,L=0.88mH,C=60µF, 电感的等效串联电阻为0.4Ω,开关频率和采样频率都是10KHz,推导出其离散传函为:

作出其伯德图如图2所示,可以看到逆变器存在一个谐振峰,阻尼比很小。

图2逆变器P(z)的伯德图

图1中虚线框内为重复控制器的内模,N为一个周期内采样的次数。该内模实际上是一个周期延迟正反馈环节,只要输入信号是以基波周期重复出现,其输出就是对输入信号的逐周期累加。当Q(z)取值为1,可视为以周期为步长的积分环节,可以达到无静差,但是给系统带来N个位于单位圆周的极点,使开环系统呈现临界振荡状态,本系统中Q(z)取为0.95,以改善系统稳定性。

图1中重复控制器里包含有一个补偿器

其中滤波器S(z)由以下两部分构成

陷波滤波器S1(z)主要用于对消逆变器的谐振峰值,二阶滤波器S2(z)主要提供高频衰减。超前环节zk 补偿滤波器S(z)和控制对象P(z)总的相位滞后,Kr 是重复控制增益。补偿器C(z) 要达到的目的是使校正后的对象中低频增益接近于1,而高频增益则尽快地降至-26dB以下,同时系统在整个中低频段前向通道的总相移尽量小。取Kr =0.9,zk =z5 ,作出C(z)P(z)的伯德图,如图3所示,可以看到设计符合要求。

图3C(z)P(z)的伯德图

前向通道上串接的周期延迟环节z-N使控制动作延迟一个周期进行,即本周期检测到的误差信息在下一周期才开始影响控制量。引入周期延迟环节的主要原因是系统中含有超前环节zk,如果此系统要能够物理实现,必须有一延迟环节。

3极点配置

重复控制有效的改善逆变器稳态性能,但动态响应欠佳。实际上,逆变器的自然动态特性之所以不好,最主要的原因是逆变器自身的阻尼太弱。对此,最直接有效的解决办法就是引入状态反馈,进行极点配置,增加控制对象的阻尼。

图4是为单相逆变器的等效电路,逆变器空载时阻尼最小。因此,在实施极点配置时,假定逆变器处于空载(最恶劣的情况),配置极点时应注意逆变器带载以后阻尼比会变大。

图4单相PWM逆变器模型

取电容电压vC和电容电流iC作为状态变量,PWM逆变器的空载模型为:

引入状态反馈

,其中r 是闭环系统参考指令,K是反馈增益阵,则闭环系统的状态方程变为:

将闭环极点配置在z域的0.74±0.3i点,此时系统自振荡频率ωn为4454rad/s(大致与LC滤波器截止频率相同);阻尼比ξ为0.5。图5(a)是系统的突加负载仿真波形,观察发现输出电压在突加瞬间跌落后不能完全回到原来的轨迹,而是有一个固有的静态误差。对反馈系统分析发现,电容电压vC 反馈相当于一个比例环节P,电容电流iC 反馈相当于一个微分环节D,都不能消除静态误差。因此,我们在控制系统中引入积分环节,把输出y的积分量和状态变量一起作为反馈量,假设这个新变量为xI,即

,原来的二阶系统变为了三阶系统

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